针对目前光伏逆变系统工作模式的单一性，提出一种独立/并网双工模式逆变系统。主电路采用隔离型全桥DC/DC变换器构建前级，使用移相PWM零电压转换(ZVS)控制;采用全桥逆变器构建后级，使用单极性倍频SPWM。在主电路拓扑基础上，研究了各部分的控制方法，给出逆变时不同工作模式下的控制框图，并采用前馈控制方法对其进行改进。提出了一种基于芯片UTC4053的电路切换方法来实现并网和独立两种工作模式的转换。最后研制出一个1 kW的实验样机来验证方案的可行性。
引言
逆变系统作为光伏发电核心，目前基本是独立或并网工作运行。若将两者有效结合，则可进一步拓展系统应用范围，简化结构，减少投资。此处提出一种独立/并网双工模式逆变系统。该系统通过隔离型全桥DC/DC变换器构建前级，采用高频变压器减小系统体积，使用移相PWM ZVS控制方法降低开关损耗;通过全桥DC/AC逆变器构建后级，采用单极性倍频SPWM方法，加强消除和抑制谐波，提高系统效率。在此基础上，分析了各部分的控制方式，对两种工作模式下的逆变控制方法做出改进。最后提出一种新型的电路切换方法，用以实现工作模式的转换。
系统主电路拓扑
此处采用两级式结构，能实现电气隔离，且控制灵活简单。图1示出主电路拓扑。
该部分一方面利用开关管结电容和变压器漏感实现电路ZVS，以此减小开关损耗，提高系统效率;另一方面增加隔直电容来解决因开关管特性不一致，而使变压器初级产生直流分量，从而导致的偏磁问题。
(2)后级全桥逆变器将400 V的稳定高压直流输入逆变为220 V/50Hz的正弦交流输出。
该部分通过单极性倍频SPWM方式以较低的开关频率实现2倍等效开关频率，以此降低开关损耗，且有助于消除谐波，提高电能输出质量。当并网开关打开时，系统独立运行，给负载供电；当开关闭合时，系统并网运行，输出馈入电网。
控制方法
1、DC/DC控制方法
前级隔离型全桥拓扑采用基于移相控制芯片UC3875的电压电流双环控制方法，如图2所示。
2-2
控制思想是：UC3875输出4路PWM脉冲，通过驱动电路控制主电路中的VT1～VT4。输出的直流母线电压通过信号采集电路后，与UC3875内部标准信号比较，调节4路PWM输出脉冲的相位差，以此来稳定输出。输入电流通过信号采集电路后，与UC3875内部的过流保护信号阀值作比较，一旦过流，UC3875锁定跳停，DC/DC停止工作，完成输入过流保护。
2、 DC/AC控制方法
由于逆变系统工作于独立和并网模式时，系统状态相差甚远，故需有两种不同的控制方法。
2.1、独立控制
逆变器独立运行时采用电压控制模式，控制框图如图3a所示。控制思想是：uo经采样反馈后与正弦波参考电压信号uref作比较，误差信号经过PI调节，再经SPWM发生器产生相应的驱动信号，送入主电路驱动开关管。由控制框图可得系统传递函数为：
3-3
根据控制理论，对于一个闭环系统，低频段要有足够增益，以提高系统的稳定性能；中频段要以-20 dB/dec穿越横轴，使相角裕量足够大；高频段要快速下降，以提高抗干扰能力。
分析式(3)，可知系统中频段是以-40 dB/dec穿越横轴的，不符合要求。此处采用前馈方式对系统加以校正。图3b示出校正后的控制框图。通过选取合适的参数，便可使系统获得良好的性能。
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2.2、并网控制
由于电感电流不能突变，故逆变器并网运行时采用电流控制模式，控制框图如图4所示。
5
控制思想是：输出电感电流io经采样反馈后，与经同步处理后的、与电网电压同频同相的正弦波参考电流iref作比较，误差信号经过PI调节后，再经SPWM发生器产生相应的驱动信号，送入主电路驱动开关管。
在逆变器并网启动瞬间，若未能快速建立电流环的有效跟踪，会造成电流跟踪相位差过大，可能超过90°，则系统会倒灌电流，吸收电网电能。若短时间内不能控制电流跟踪相差，则会造成系统过压保护动作。因此，系统对并网电流的控制不仅要注意其稳态性能指标，还要关注其动态指标。
由图3b可见，电网电压相当于外部扰动，该扰动在控制环节中的影响不容忽视。所以，需要在扰动作用点之前的前向通道中增加一个前馈控制量进行抑制，这样便可有效改善系统的动态性能。
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令G3(s)=1/KPWM，则有Io=0。可见，通过电网电压的前馈控制，可从理论上达到对电网电压扰动的全补偿要求。
2.3、独立/并网模式切换
由上述分析可知，独立、并网两种工作模式分别有其各自的控制方法，而不同的控制方法又需通过不同的电路来实现。所以，逆变系统工作模式的切换在硬件上就表现为对控制电路的切换。此处采用芯片UTC4053来完成这一要求。
根据UTC4053的特性，设计出模式选择部分电路如图5所示。
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MOD_SEL为模式选择信号，由单片机控制，REF_SIN为参考正弦信号，由单片机给定，EA_OUT为误差信号，Io_SENSE为输出电流反馈信号，Uo_SENSE为输出电压反馈信号。R7～R10，C4，C5和运放U1构成逆变系统并网工作时的反馈控制电路，R11～R15，C7，C8和运放 U2构成逆变系统独立工作时的反馈控制电路。
该部分电路工作原理为：①当MOD_SEL=1时，VQ1导通，A=B=0，C=0，则通道ax，bx打开。REF_SIN由a端输入，ax端输出，与电压反馈信号VC_SENSE作比较。经图中所示运放电路调理后的信号从bx端输入，b端输出，该信号为EA_OUT。此时为独立运行模式;②当 MOD_SEL=0时，VQ1关断，A=B=1，C=0，则通道ay，by打开。REF_SIN由a端输入，ay端输出，与电流反馈信号IL_SENSE 作比较。经图中所示运放电路调理后的信号从by端输入，b端输出，该信号为EA_OUT。此时为并网运行模式。
设计实例与实验结果
此处设计了一个1 kW的光伏逆变系统。采用图1所示拓扑，主要参数为：输入电压35～75 V，输出电压220 V，输出电压频率50 Hz，直流母线电压400V，输出功率1 kW，变压器初次级匝数比8：96，隔直电容88μF，滤波电感分别为3.3 mH和1.2 mH，滤波电容分别为600 μF和2.2μF。
系统采用AVR单片机ATMEGA64作为主控芯片。DC/DC部分VT1～VT4采用IXFK180N10型MOSFET管，VD1～VD4采用 MUR8120型快恢复二极管，开关频率f=62.5 kHz，高频变压器磁芯采用PQ50/50，使用丝包线绕制。DC/AC部分VT5～VT8采用47N60C3型MOSFET管，f=32 kHz。
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为验证工作原理，用示波器进行检测。图6a为输出滤波前高频调制电压波形。可见，电压幅值约350 V，频率50 Hz。图6b为独立逆变模式下，逆变器带电阻性负载工作波形。可见，逆变器可输出理想的220 V/50 Hz正弦电压，在带负载时，仍能保持良好正弦性。经实测，满负载输出时电压THD≤3%，满足要求。图6c为并网逆变模式下，逆变器工作波形。可见，逆变器输出4.5 A/50 Hz正弦电流，且电流相位稍微滞后于电网电压，因为MCU的数据处理耗费了一定时间。忽略这一点，输出电流与电网电压基本同频同相。经实测，额定功率输出时电流THD≤5%，满足要求。
结论
此处针对光伏逆变系统，提出一种独立/并网双工模式逆变系统，分析了逆变器拓扑结构及控制原理，采用前馈控制进行改进，提出一种用于切换两种工作模式的方法，并研制一台实验样机验证可行性。结果表明该方案研制的逆变系统工作稳定，运行可靠，可分别工作于独立、并网两种模式，且能自由切换。系统具有良好的应用前景。
引言
逆变系统作为光伏发电核心，目前基本是独立或并网工作运行。若将两者有效结合，则可进一步拓展系统应用范围，简化结构，减少投资。此处提出一种独立/并网双工模式逆变系统。该系统通过隔离型全桥DC/DC变换器构建前级，采用高频变压器减小系统体积，使用移相PWM ZVS控制方法降低开关损耗;通过全桥DC/AC逆变器构建后级，采用单极性倍频SPWM方法，加强消除和抑制谐波，提高系统效率。在此基础上，分析了各部分的控制方式，对两种工作模式下的逆变控制方法做出改进。最后提出一种新型的电路切换方法，用以实现工作模式的转换。
系统主电路拓扑
此处采用两级式结构，能实现电气隔离，且控制灵活简单。图1示出主电路拓扑。
1
工作过程分为两步：
(1)前级隔离型全桥DC/DC变换器将变化低压直流输入提升至400 V的稳定高压直流输出。工作过程分为两步：
该部分一方面利用开关管结电容和变压器漏感实现电路ZVS，以此减小开关损耗，提高系统效率;另一方面增加隔直电容来解决因开关管特性不一致，而使变压器初级产生直流分量，从而导致的偏磁问题。
(2)后级全桥逆变器将400 V的稳定高压直流输入逆变为220 V/50Hz的正弦交流输出。
该部分通过单极性倍频SPWM方式以较低的开关频率实现2倍等效开关频率，以此降低开关损耗，且有助于消除谐波，提高电能输出质量。当并网开关打开时，系统独立运行，给负载供电；当开关闭合时，系统并网运行，输出馈入电网。
控制方法
1、DC/DC控制方法
前级隔离型全桥拓扑采用基于移相控制芯片UC3875的电压电流双环控制方法，如图2所示。
控制思想是：UC3875输出4路PWM脉冲，通过驱动电路控制主电路中的VT1～VT4。输出的直流母线电压通过信号采集电路后，与UC3875内部标准信号比较，调节4路PWM输出脉冲的相位差，以此来稳定输出。输入电流通过信号采集电路后，与UC3875内部的过流保护信号阀值作比较，一旦过流，UC3875锁定跳停，DC/DC停止工作，完成输入过流保护。
2、 DC/AC控制方法
由于逆变系统工作于独立和并网模式时，系统状态相差甚远，故需有两种不同的控制方法。
2.1、独立控制
逆变器独立运行时采用电压控制模式，控制框图如图3a所示。控制思想是：uo经采样反馈后与正弦波参考电压信号uref作比较，误差信号经过PI调节，再经SPWM发生器产生相应的驱动信号，送入主电路驱动开关管。由控制框图可得系统传递函数为：
根据控制理论，对于一个闭环系统，低频段要有足够增益，以提高系统的稳定性能；中频段要以-20 dB/dec穿越横轴，使相角裕量足够大；高频段要快速下降，以提高抗干扰能力。
分析式(3)，可知系统中频段是以-40 dB/dec穿越横轴的，不符合要求。此处采用前馈方式对系统加以校正。图3b示出校正后的控制框图。通过选取合适的参数，便可使系统获得良好的性能。
2.2、并网控制
由于电感电流不能突变，故逆变器并网运行时采用电流控制模式，控制框图如图4所示。
5
控制思想是：输出电感电流io经采样反馈后，与经同步处理后的、与电网电压同频同相的正弦波参考电流iref作比较，误差信号经过PI调节后，再经SPWM发生器产生相应的驱动信号，送入主电路驱动开关管。
在逆变器并网启动瞬间，若未能快速建立电流环的有效跟踪，会造成电流跟踪相位差过大，可能超过90°，则系统会倒灌电流，吸收电网电能。若短时间内不能控制电流跟踪相差，则会造成系统过压保护动作。因此，系统对并网电流的控制不仅要注意其稳态性能指标，还要关注其动态指标。
由图3b可见，电网电压相当于外部扰动，该扰动在控制环节中的影响不容忽视。所以，需要在扰动作用点之前的前向通道中增加一个前馈控制量进行抑制，这样便可有效改善系统的动态性能。
令G3(s)=1/KPWM，则有Io=0。可见，通过电网电压的前馈控制，可从理论上达到对电网电压扰动的全补偿要求。
2.3、独立/并网模式切换
由上述分析可知，独立、并网两种工作模式分别有其各自的控制方法，而不同的控制方法又需通过不同的电路来实现。所以，逆变系统工作模式的切换在硬件上就表现为对控制电路的切换。此处采用芯片UTC4053来完成这一要求。
根据UTC4053的特性，设计出模式选择部分电路如图5所示。
MOD_SEL为模式选择信号，由单片机控制，REF_SIN为参考正弦信号，由单片机给定，EA_OUT为误差信号，Io_SENSE为输出电流反馈信号，Uo_SENSE为输出电压反馈信号。R7～R10，C4，C5和运放U1构成逆变系统并网工作时的反馈控制电路，R11～R15，C7，C8和运放 U2构成逆变系统独立工作时的反馈控制电路。
该部分电路工作原理为：①当MOD_SEL=1时，VQ1导通，A=B=0，C=0，则通道ax，bx打开。REF_SIN由a端输入，ax端输出，与电压反馈信号VC_SENSE作比较。经图中所示运放电路调理后的信号从bx端输入，b端输出，该信号为EA_OUT。此时为独立运行模式;②当 MOD_SEL=0时，VQ1关断，A=B=1，C=0，则通道ay，by打开。REF_SIN由a端输入，ay端输出，与电流反馈信号IL_SENSE 作比较。经图中所示运放电路调理后的信号从by端输入，b端输出，该信号为EA_OUT。此时为并网运行模式。
设计实例与实验结果
此处设计了一个1 kW的光伏逆变系统。采用图1所示拓扑，主要参数为：输入电压35～75 V，输出电压220 V，输出电压频率50 Hz，直流母线电压400V，输出功率1 kW，变压器初次级匝数比8：96，隔直电容88μF，滤波电感分别为3.3 mH和1.2 mH，滤波电容分别为600 μF和2.2μF。
系统采用AVR单片机ATMEGA64作为主控芯片。DC/DC部分VT1～VT4采用IXFK180N10型MOSFET管，VD1～VD4采用 MUR8120型快恢复二极管，开关频率f=62.5 kHz，高频变压器磁芯采用PQ50/50，使用丝包线绕制。DC/AC部分VT5～VT8采用47N60C3型MOSFET管，f=32 kHz。
为验证工作原理，用示波器进行检测。图6a为输出滤波前高频调制电压波形。可见，电压幅值约350 V，频率50 Hz。图6b为独立逆变模式下，逆变器带电阻性负载工作波形。可见，逆变器可输出理想的220 V/50 Hz正弦电压，在带负载时，仍能保持良好正弦性。经实测，满负载输出时电压THD≤3%，满足要求。图6c为并网逆变模式下，逆变器工作波形。可见，逆变器输出4.5 A/50 Hz正弦电流，且电流相位稍微滞后于电网电压，因为MCU的数据处理耗费了一定时间。忽略这一点，输出电流与电网电压基本同频同相。经实测，额定功率输出时电流THD≤5%，满足要求。
结论
此处针对光伏逆变系统，提出一种独立/并网双工模式逆变系统，分析了逆变器拓扑结构及控制原理，采用前馈控制进行改进，提出一种用于切换两种工作模式的方法，并研制一台实验样机验证可行性。结果表明该方案研制的逆变系统工作稳定，运行可靠，可分别工作于独立、并网两种模式，且能自由切换。系统具有良好的应用前景。
