现有的光伏微型逆变器大多由反激变换器与全桥逆变器构成。反激变换器具有结构简单、成本低的优点，是单相光伏微型逆变器的最佳选择，但其变压器漏感问题一直影响着系统效率。本文提出一种由升降压电路和反激电路相结合的升降压反激式电路拓扑结构，通过详细分析该拓扑结构的工作原理，发现该电路可将漏感能量吸收回馈电路，实现了漏感能量的再利用;同时实现了开关管漏源电压的钳位，提高系统能量利用率的同时，降低了开关管关断电压尖峰;最后通过SIMetrix 仿真软件进行仿真验证，证明了理论分析的正确性。
一
升降压反激变换器电路拓扑结构
°1.1 单相光伏微型逆变器电路结构
微型逆变器主要由两级构成，前级实现升降压功能，将单块组件20～45 V 的直流电压升至240 V 以上，才能满足后级工频逆变输出电压220 V 的需求。本文设计的升降压反激式单相光伏微型逆变器电路的主电路设计如图1 所示。该电路中，前级是由一个升降压斩波电路和反激电路组成。其中，变压器漏感Lk 和开关管MOS1，二极管D1、D2，以及电容C2 构成一个升降压斩波电路;变压器T1、开关管MOS2、二极管D3、电容C3 共同组成一个反激电路。在图1 中，将电容C2 两端电压看成升降压电路输出电压电容，电容C3 两端电压即为反激电路输出电压，两者合成电压即为升降压反激变换电路输出电压。MOS3～MOS6 组成后级桥式逆变电路，电感L1、电容C4 组成滤波电路，桥式逆变电路直接并网至交流电网。
°1.2 升降压反激变换器原理分析
桥式逆变电路已经比较普遍，本文主要介绍升降压反激变换器电路的工作原理。忽略后级桥式逆变电路，只考虑变换器漏感，升降压反激变换器电路如图2 所示，Lm 为变压器励磁电感，RL 为升降压反激变换器的输出负载。
假设该电路升降压反激变换器电路拓扑结构工作在断续模式，反激电路工作在电流连续模式(CCM)。该电路主要有4 个工作状态：0～t1 为模式1 的时间段;t1～t2 为模式2 的时间段;t2～t3 为模式3 的时间段;t3～t4 为模式4 的时间段。各模式电路的特点分析如下：
1) 模式1(0～t1)：开关管MOS1 和MOS2 同时导通，变换器原边电流i1 快速上升，将能量储存在变压器励磁线圈Lm 中，同时漏感Lk 中也积聚能量;由于变压器的特点，副边电流i2 经过二极管D3 继续向电容C3 充电并快速下降直至零，二极管D3 关断。该模式电路图如图3a 所示。
2) 模式2(t1～t2)：原边电流i1 上升变得缓慢，近似水平线，D3 继续关断，副边电流i2 仍保持为零。该模式电路如图3b 所示。
3) 模式3(t2～t3)：在模式2 的基础上同时关断开关管MOS1 和MOS2，原边电流i1 向电容C2充电，由于电容电压不可以突变，使得MOS2 的关断电压缓慢上升，忽略二极管正向压降，反激电路主开关管MOS2 的关断电压被钳位于电容C2两端电压，从而减少关断尖峰。另外，二极管D1 导通，原边电流i1 通过D2 → C2 → D1 → Lk 及变压器向电容C2 充电，并且开始迅速下降直至零，即将变压器漏感Lk 的能量转移到电容C2 上储存起来。在副边，二极管D3 承受正向压降而导通，变压器励磁电感储存的能量向副边转移，副边电流i2 开始迅速上升到达稳定值，向电容C3 充电。模式3 电路如图3c 所示。
4) 模式4 (t3～t4)：下一个脉冲还未到来时，原边电流i1 维持零，副边电流i2 开始下降，直到下一个驱动脉冲将MOS1 和MOS2 再次导通，完成一个周期。此模式电路如图3d 所示。
通过以上模式分析可知，原边电流i1 在一个周期内是先从零升高后再下降到零，副边电流i2在反激电路的CCM 模态下工作。原、副边电流i1、i2 的波形图如图4 所示，其中，ug1、ug2 分别为开关管MOS1 和MOS2 的驱动脉冲;tx 为原边电流下降时间。
二
升降压反激变换器电路输入输出
由上文分析可知，若反激电路工作在CCM状态下，忽略电路损耗，开关管的占空比为D，变压器原、副边匝数比为1∶n( 由于需要升降压，n 为大于1 的整数)，Ui 为光伏组件 输入电压，根据伏秒平衡原理，可得到反激变换器输出电压UC3 为：
由电路原理分析可知，主开关管MOS2 两端承受的关断电压即为电容C2 两端电压，较传统反激变换器开关管两端电压应力大为降低。由式(1)、式(2) 及前文理论分析可知，升降压反激变换器电路的输出电压Uo 为：
假设光伏组件输入电压Ui=45 V、升降压反激变换器电路输出电压Uo=311 V、n=3 时，可算出本设计中MOS1 和MOS2 的占空比约为D=0.63，此时计算得出升降压电路输出电压为UC2 ≈ 77 V。
此外，在此升降压反激式电路结构中，升降压电路的储能电感仅由反激变压器漏感Lk 实现，要使原边电流i1 工作在断续模式，原边电流i1 的下降时间必须满足tx < toff，即需要满足条件：
式中，m 为升降压变换器输入输出电压的比值，β 为升压比的倒数，即β=1–D=0.37;ρ 为开关周期T 和储能元件充放电时间常数τ 的比值，假设升降压回路导线电感为R，选择合适的开关频率和导线电阻，即可通过式(4) 计算出所需漏感Lk的大小。
三
仿真实现
°3.1 仿真电路
根据以上理论分析，本文设计了一个升降压反激式单相光伏微型逆变器，主要参数为：开关频率f=100 kHz，占空比D=0.63，变压器匝数比n=3，输入电压Ui=45 V，变压器励磁电感Lm=5μH，按式(4) 及文中相关参数，当ρ=2 时能够使式(4) 成立，取电路中导线电阻R=0.1 Ω，则可计算得到漏感Lk=0.5 μH，逆变电源功率P=300W。本设计的目的在于验证升降压反激变换器的正确性，因此，前级开关管的驱动脉冲采用理想驱动，后级桥式逆变电路的开关管驱动信号采用理想的SPWM 脉冲进行控制，从而得到输出端220 V、50 Hz 正弦交流电，并进行仿真，仿真结果分析如下文所示。
°3.2 仿真结果分析
根据上述电路仿真得出升降压反激变换器及后级桥式逆变电路各波形图如图5 所示。
图5a 为升降压反激变换器输出电压，由图可知， 升降压反激变换器输出电压Uo为300 V，而电容两端电压分别为200 V 和100 V，则输出电压即为两电容电压之和;当D=0.63 时， 开关管MOS2 关断时漏源电压为105 V， 与图5b 仿真结果基本一致，并且由于漏感能量回馈到电容上，开关管两端电压应力较小且无尖峰，即仿真分析验证了理论分析中的开关应力减小。图5c 和图5d 分别为逆变后输出的工频电压和电流，电压峰值约在320 V， 电流峰值约在2.1 A，输出功率约在300 W， 符合设计要求。图5e 为原边电流i1 波形图， 由于实际开关管和二极管反向恢复电流造成i1 的波形与理论分析存在误差， 而图5f 中i2 的波形基本与理论分析一致。
和二极管反向恢复电流造成i1 的波形与理论分析存在误差， 而图5f 中i2 的波形基本与理论分析一致。
另外，本次仿真实验改变占空比D，得到不同的前级升压等级，由此得到后级逆变电路的不同输出电压、电流及该条件下升压电路和逆变电路的整体效率如表1 所示。
由表1 可看出，占空比D 较大时，系统效率较高。这是因为占空比较高时，无论是反激拓扑还是升降压拓扑，都属于升压状态，前级输出电压高，电流小，电路损耗小，因此逆变之后的整体效率高。
四
结论
光伏微型逆变器大多采用反激变换器，但由于漏感的存在，严重影响逆变器的整体效率。本文设计了一种升降压反激变换器电路，该电路相比传统反激电路具有漏感能量回馈电路、开关应力小的特点;相比其他改进的反激电路具有简单易行的特点。本文从理论分析和仿真设计两方面验证了该电路的正确性和可行性，促进了微型逆变器的进一步发展。
嘉兴学院机电工程学院 ■ 于攀 傅文珍* 王志余 刘春元来源《太阳能》杂志社2018 年 第 7 期( 总第291 期)
